以下文章的内容主要分析DCDC的 开关电源 中，芯片的耗散功率计算。
很多时候，选择了一个DCDC电源的控制芯片，有些人觉得开关电源的效率很高，不再取考虑芯片的耗散功率的问题，这些有时候使用过程中发现，开关电源的控制IC很烫，觉得不可理解，怎么感觉想 LDO 一样发烫呢？原因往往是因为开关电源的控制IC也是存在耗散功率的，只是这个功率很小，不容易引起工程师的注意，所以在选择IC的时候，也不考虑IC的封装，甚至IC的热阻也没有关注，所以在电源带载较重的情况或者输入输出电压相差较大情况下，IC的耗散功率加大，从而引起了发热问题。
DCDC的电源芯片主要存在两种耗散功率，第一种是开关损耗，第二种是传导损耗。
一、开关损耗
开关损耗，指的是在芯片内部，上臂的MOS管或者下臂管的MOS管再打开和关闭的器件产生的功耗。如图一的显示两种开关电源控制芯片内部架构，以BUCK的方式为例。
图一 TI 的LM25017和ETA的2842开关电源芯片示意图
可以看到，控制SW输出的存在上和下，两个MOS管，上边我们俗称上臂的MOS，下边的俗称下臂的MOS。LM25017的是一个同步整流的开关电源芯片，如果是非同步的，那么下臂的MOS管会由一个续流的 二极管 代替。同步整流的IC，效率会高，但是价格会贵。ETA的2842的芯片就是非同步的IC，可以看到，外部是加了一个二极管。
那么假设计算LM25017的开关损耗，我们如何进行呢。
第一步，获取IC中的开关频率和上臂、下臂的MOS打开和关闭时间。
IC的开关频率，一般都是确定的，手册一般会给出，LM25017是1Mhz。打开和关闭时间这个一般在手册中也会有。见图二， TI LM25017的手册对于MOS打开和关闭时间计算。
图二 MOS管打开和关闭时间
可以看到，Vin对应不同的Vgs，会影响打开时间，关闭时间只统计了一个，应该是Vgs对关闭时间影响不大。那么根据你实际使用的Vin情况，得到一个打开时间。我们取Vin=32V，Ton取典型值，Ton=350ns。
还有一种情况，IC的厂商很LOW，这个打开和关闭时间，没有给出来，那怎么办。可以这样估算，根据IC的内部调整PWM的开关频率的时间，管子的打开和关闭时间取这个频率时间的1/6或者1/8.比如IC的开关频率是1Mhz,那么不管你占空比多少，它一个开关周期的时间就是1us。那么我们取打开和关闭时间是周期时间的1/8，那就是125ns，1/6就是161ns。
第二步，计算打开和关闭时刻的峰值 电流 Ipeak。这个数据计算稍微复杂，我们慢慢来。
Ipeak=Iout+△IL÷2，其中Iout就是你实际输出到负载的电流。△I指的是在 电感 L中的开关电流，除以2是因为，△IL是峰峰值，一般取平均值做有效值处理。因为IL的电流信号在电感表现是上升和下降过程，但是不管是上升时间和下降时间是多少，总要回到原来的平衡点，不会超一个方向走，因为这样不能达到平衡，比如你总是往上走，那么经过多次充电和放电，电流IL要冲破天了？这不可能，所以他是在一个平衡点上充放电。
见图三，电感电流IL1和SW的波形。
图三 LM25017 测试 的IL1和SW波形
所以，你可以实际测量电感的电流Ipeak的值是多少。但是很多时候，我们还没有用这个芯片，怎么取测量这个Ipeak，每次都跟供应商拿DOMO板也是不现实的。所以可以根据一定的设计来进行计算。这个有一点复杂，请耐心看完。
公式是这个，
不过这存在一个问题，是我们的L1，电感的值都没有确定，所以也根本无法确定△IL。而且很多时候，电感的取值都是先假定△IL是0.3倍的Iout。哈哈，所以你发现，这不是鸡和蛋的关系吗。所以我的理解是，就假定△IL是我们认为的0.3倍的△IL，这样假设是认为我们外围的电流设计是能满足要求，比如Cout，L的电感量等。所以在这基础上，计算出L的值是多少。这时候我们再把△IL放大到0.5倍的Iout，即△IL=0.5Iout。所以Ipeak=Iout+0.25Iout。
第三步，计算再MOS打开和关闭过程的等效Vds和Ids。因为MOS从不打开到完全打开，Vds是变化的，从最开始的Vin到最后的接近0V，Ids也从0A到输出的Ipeak。
那么这里会存在曲线的关系，主要是根据MOS的V-I曲线，也就是伏安曲线决定的，不同时间下，Vds和Ids的关系。这里会存在两个积分，一个是对Vds的积分，还有一个是对Ids的积分，所以比较复杂。这部分的文档也很少，更多的又是对MOS进行各种等效的模型。因为MOS存在计生 电容 ，等效的内阻，还存在死区期间，所以很多分析和计算，电容充电时间巴拉巴拉一堆。比如下面图四的等效情况。
图四 MOS管寄生参数等效图
这里就不去牵扯很多分析，告诉一个经验的值，就是用都取1/2*D来进行等效计算，D是占空比。BUCK 电路 中，D=Vout/Vint。
那么可以计算打开和关闭的耗散功率。一个周期中上臂MOS管打开的耗散功率为：Pon=1/2*D*U*I*t=Vin*Ipeak*Ton/Fsw。下臂MOS管打开的耗散功率为Poff=1/2*D*U*I*t=Vin*Ipeak*Toff/Fsw。Fsw就是IC开关的频率。
这样，我们得到了打开和关闭时IC的耗散功率。如果是非同步的IC，那么Poff的功率就不需要计算，因为这部分功率损耗再续流的二极管上面，跟IC是没有关系的。
因为MOS存在计生电容，等效的内阻，还存在死区期间，所以很多分析和计算，电容充电时间巴拉巴拉一堆。按照上面计算的方式已经包括这部分的功耗，因为厂家给的打开和关闭时间是考虑了这个死区和充电时间的。
二、传导损耗
好了。开关损耗计算完毕，那么接下来计算传导损耗。这个传导损耗就很好计算了。
再MOS管打开的时候，内阻就是Rds的阻值，这个芯片的手册都会给出来具体的值。如图5 TI 给出LM25017中MOS的Rds的值。
图五 LM25017 MOS中Rds的值
可以看到，MOS的RDS的是0.8欧姆的典型值，真的挺大的。有一些IC还会具体给出上臂和下臂的MOS的Rds。而且需要注意的是，Rds是会随温度，Vgs变化的，一般来说，温度越高，Rds越大，Vgs越大，Rds越小。所以IC如果发热，没有达到热平衡，随着Rds的增大，电流不变情况下，温度还继续上升，想想是不是IC会很烫？
传导损耗就可以计算出来了，P=I*I*Rds。两个管子分别计算Pon=Ipeak*Ipeak*0.8。Poff=Ipeak*Ipeak*0.8。自己再跟进Rds随温度和Vgs变化曲线，取合适的值。
最后，IC的耗散功率P=P1（开关损耗）+P2（传导损耗）。这样如评估IC的发热程度和耗散功率情况。如LM25017，Vin=24V,Vout=5V，Fsw是1Mhz，输出Iout=1A，Rds是0.8欧姆，Ipeak是1.25A，D=(Vout/V int)。那么开关损耗P1=Pon+Poff,Pon=Poff=D*D*1/2*1/2*24V*1.25A*350ns/1us=0.114W，P1=0.114W,传导损耗P2=1.25W+1.25=2.5W，P=P1+P2=2.614W.可以看到计算下来的耗散功率还是很大的。LM25017没有给具体的耗散功率大小，我们可以通过结温来进行评估。规格书上结温最大能承受125℃，而且热阻（外壳对空气）是41℃/W，那么在2.614W的耗散功率下，结温T=25℃+41℃/W*2.614W=132.174℃.
可以看到，温度是超标的，说明这个仅仅是空气散热将会有问题，如果使用，需要注意散热。耗散功率那么大，我觉得这款芯片Rds太大了，所以导致传导损耗过大。
