简介
高 开关 频率是在电源转换技术发展过程中促进尺寸减小的主要因素。为了符合相关法规，通常需要采用电磁干扰 （E MI ） 滤波器 ，而该滤波器通常在系统总体尺寸和体积中占据很大一部分，因此了解高频转换器的 EMI 特性至关重要。
在本系列文章的第 2 部分，您将了解差模 （DM） 和共模 （CM） 传导发射噪声分量的噪声源和传播路径，从而深入了解 DC/DC 转换器的传导 EMI 特性。本部分将介绍如何从总噪声 测量 结果中分离出 DM/CM 噪声，并将以升压转换器为例，重点介绍适用于汽车应用的主要 CM 噪声传导路径。
DM 和 CM 传导干扰
DM 和 CM 信号代表两种形式的传导发射。DM 电流 通常称为对称模式信号或横向信号，而 CM 电流通常称为非对称模式信号或纵向信号。图 1 显示了同步降压和升压 DC/DC 拓扑中的 DM 和 CM 电流路径。Y 电容 CY1 和 CY2 分别从正负电源线连接到 GND，轻松形成了完整的 CM 电流传播路径 ［1］。
图 1：同步降压 （a） 和升压 （b） 转换器 DM 和 CM 传导噪声路径。
DM 传导噪声
DM 噪声电流 （IDM） 由转换器固有开关动作产生，并在正负电源线 L1 和 L2 中以相反方向流动。DM 传导发射为“电流驱动型”，与开关电流 （di/dt）、磁场和低 阻抗 相关。DM 噪声通常在较小的回路区域流动，返回路径封闭且紧凑。
例如，在连续导通模式 （CCM） 下， 降压转换器 会产生一种梯形电流，且这种电流中谐波比较多。这些谐波在电源线上会表现为噪声。降压转换器的输入电容（图 1 中的 CIN）有助于滤除这些高阶电流谐波，但由于电容的非理想寄生特性（等效串联 电感 （ESL） 和等效串联 电阻 （ESR）），有些谐波难免会以 DM 噪声形式出现在电源电流中，即使在添加实用的 EMI 输入滤波器级之后也于事无补。
CM 传导噪声
另一方面，CM 噪声电流 （ICM） 会流入接地 GND 线并通过 L1 和 L2 电源线返回。CM 传导发射为“电压驱动型”，与高转换率电压 （dv/dt）、电场和高阻抗相关。在非隔离式 DC/DC 开关转换器中，由于 SW 节点处的 dv/dt 较高，产生了 CM 噪声，从而导致产生位移电流。该电流通过与 MOSFET 外壳、散热器和 SW 节点走线相关的寄生电容 耦合 到 GND 系统。与转换器输入或输出端的接线较长相关的耦合电容也可能构成 CM 噪声路径。
图 1 中的 CM 电流通过输入 EMI 滤波器的 Y 电容（CY1 和 CY2）返回。另一条返回路径为，通过 LISN 装置（在本系列文章的第 1 部分中讨论过）的 50Ω 测量阻抗返回，这显然是不合需要的。尽管 CM 电流的幅值远小于 DM 电流，但相对来说更难以处理，因为它通常在较大的传导回路区域流动，如同天线一般，可能增加辐射 EMI。
图 2 显示了 Fly-Buck（隔离式降压）转换器的 DM 和 CM 传导路径。CM 电流通过 变压器 T1 的集总绕组间电容（图 2 中的 CPS）流到二次侧，并通过接地 GND 连接返回。图 2 还显示了 CM 传播的简化等效 电路 。
图 2：Fly-Buck 隔离式转换器 DM 和 CM 传导噪声传播路径 （a）；CM 等效电路 （b）。
在实际的转换器中，以下元件寄生效应均会影响电压和电流波形以及 CM 噪声：
·MOSFET 输出电容 （COSS）。
·整流 二极管 结电容 （CD）。
·主电感绕组的等效并联电容 （EPC）。
·输入和输出电容的等效串联电感 （ESL）。
相关内容，我将在第 3 部分中进一步详细介绍。
噪声源和传播路径
正如第 1 部分所述，测量 DC/DC 转换器传导发射（对于 CISPR 32 标准，规定带宽范围为 150kHz 至 30MHz；对于 CISPR 25 标准，则规定频率范围为更宽的 150kHz 至 108MHz）时，测量的是每条电源线上 50Ω LISN 电阻两端相对于接地 GND 的总噪声电压或“非对称”干扰 ［1］。
图 3 显示了 EMI 噪声的产生、传播和测量模型 ［1］。噪声源电压用 VN 表示，噪声源和传播路径阻抗分别用 ZS 和 ZP 表示。LISN 和 EMI 接收器的高频等效电路仅为两个 50Ω 电阻。图 3 还显示了相应的 DM 和 CM 噪声电压 VDM 和 VCM，它们由两条电源线的总噪声电压 V1 和 V2 计算得出。DM（或“对称”）电压分量定义为 V1 和 V2 矢量差的一半；而 CM（或“非对称”）电压分量定义为 V1 和 V2 矢量和的一半 ［2］。请注意，本文提供的 VDM 通用定义与 CISPR 16 标准规定的值相比，可能存在 6dB 的偏差。
图 3：传导 EMI 发射模型，其中显示了噪声源电压、噪声传播路径和 LISN 等效电路。
CM 噪声源阻抗主要是容性阻抗，并且 ZCM 随频率的增大而减小。而 DM 噪声源阻抗通常为阻性和感性阻抗，并且 ZDM 随频率的增大而增大。
要降低传导噪声水平，确保噪声源本身产生较少的噪声是其中的一种方法。对于噪声传播路径，可以通过滤波或其他方法调整阻抗，从而减小相应的电流。例如，要降低降压或升压转换器中的 CM 噪声，需要降低 SW 节点 dv/dt（噪声源）、通过减小接地寄生电容来增大阻抗、或者使用 Y 电容和/或 CM 扼流器进行滤波。本系列文章的第 4 部分将详细介绍 EMI 抑制技术分类。
DM 和 CM EMI 滤波
无源 EMI 滤波是最常用的 EMI 噪声抑制方法。顾名思义，这类滤波器仅采用无源元件。将这类滤波器设计用于电力电子设备时特别具有挑战性，因为滤波器端接的噪声源（开关转换器）和负载（ 电线 线）阻抗是不断变化的 ［2］ ［3］。
图 4a 显示了传统的 p 型 EMI 输入滤波器，以及整流和瞬态电压钳位功能（为直流/交流输入供电的 DC/DC 转换器提供 EMC 保护）。此外，图 4 还包括本系列文章第 1 部分中的 LISN 高频等效电路。
图 4：传统的 EMC 输入滤波器 （a），包括 DM 等效电路 （b） 和 CM 等效电路 （c）。
典型 EMI 滤波器的两个 CM 绕组相互耦合，这两个绕组的 CM 电感分别为 LCM1 和 LCM2。DM 电感 LDM1 和 LDM2 分别是两个耦合的 CM 绕组的漏电感，并且还可能包括分立的 DM 电感。CX1 和 CX2 为 DM 滤波器电容，而 CY1 和 CY2 为 CM 滤波器电容。
通过将 EMI 滤波器去耦为 DM 等效电路和 CM 等效电路，可简化其设计。然后，可以分别分析滤波器的 DM 和 CM 衰减。去耦基于这样的假设，即 EMI 滤波器具有完美对称的电路结构。在实现的对称滤波器中，假设 LCM1 = LCM2 = LCM，CY1 = CY2 = CY，LDM1 = LDM2 = LDM，并且 印刷电路板 （ PCB ） 布局也完美对称。DM 等效电路和 CM 等效电路分别如图 4b 和图 4c 所示 ［4］。
但是，严格来说，实际情况下并不存在完美对称，因此 DM 和 CM 滤波器并不能完全去耦。而结构不对称可能导致 DM 噪声转变成 CM 噪声，或者 CM 噪声转变成 DM 噪声。通常，与转换器噪声源和 EMI 滤波器参数相关的不平衡性可能导致这种模式转变 ［5］。
DM 和 CM 噪声分离
传导 EMI 的初始测量结果通常显示 EMI 滤波器衰减不足。为了获得适当的 EMI 滤波器设计，必须独立研究待测设备 （EUT） 产生的传导发射的 DM 和 CM 噪声电压分量。
将 DM 和 CM 分开处理有助于确定相关 EMI 源并对其进行故障排除，从而简化 EMI 滤波器设计流程。正如我在上一部分强调的那样，EMI 滤波器采用了截然不同的滤波器元件来抑制 DM 和 CM 发射。在这种情况下，一种常见的诊断检查方法是将传导噪声分离为 DM 噪声电压和 CM 噪声电压。
图 5 显示了无源和有源两种实现形式的 DM/CM 分离器电路，该电路有助于直接同时测量 DM 和 CM 发射。图 5a 中的无源分离器电路 ［4］ 使用宽带 RF 变压器（如 Coilcraft 的 SWB1010 系列）在 EMI 覆盖的频率范围内实现可接受的分离结果，其中 T1 和 T2 的特征阻抗 （ZO） 分别为 50Ω 和 100Ω。将一个 50Ω 的电阻与 DM 输出端口的频谱分析仪的输入阻抗串联，实现图 3 中提供的 VDM 表达式的“除 2”功能。
图 5：实现的用于分离 DM/CM 噪声的无源 （a） 和有源 （b） 电路。
图 5b 展示的是使用低噪声、高带宽 运算放大器 的有源分离器电路 ［6］。U1 和 U2 实现了 LISN 输出的理想输入阻抗矩阵，而 U3 和 U4 分别提供 CM 和 DM 电压。LCM 是一个 CM 线路滤波器（例如 Würth Elektronik 744222），位于差分 放大器 U4 的输入端，用于增大 DM 结果的 CM 抑制比（共模抑制比 ［CMRR］ ® - ¥dB）并最大限度地减少 CM/DM 交叉耦合。
实际电路示例 - 汽车同步升压转换器
考虑图 6 中所示的同步升压转换器。该电路在汽车应用中很常见，通常作为预升压稳压器在冷启动或瞬态欠压条件下保持 电池 电压供应 ［7］。
图 6：汽车同步升压转换器（采用 50Ω/5μH LISN，用于 CISPR 25 EMI 测试 ）。
在车辆底盘接地端直接连接一个 MOSFET 散热器，可以提高转换器的热性能和可靠性，但共模 EMI 性能会受到影响。图 6 所示的原理图中，包含升压转换器以及 CISPR 25 建议采用的两个 LISN 电路（分别连接在 L1 和 L2 输入线上）。
考虑到升压转换器的 CM 噪声传播路径，图 7 将 MOSFET Q1 和 Q2 替换为等效的交流电压流和电流源 ［8］。图 7 中，还呈现了与升压电感 LF、输入电容 CIN 和输出电容 COUT 相关的寄生分量部分。特别是 CRL-GND，它是负载电路与底盘 GND 之间的寄生电容，包括长负载线和布线以及下游负载配置（例如，二次侧输出连接到底盘接地的隔离式转换器，或者用大型金属外壳固定到底盘上的电机驱动系统）所产生的寄生电容。
图 7：具有 LISN 的同步升压拓扑的高频等效电路。只有在 LISN 中流动的 CM 电流路径与 CM 发射测量相关。
漏源开关（SW 节点）电压的上升沿和下降沿代表主要的 CM 噪声源。CP1 和 CP2 分别代表 SW 与底盘之间以及 SW 与散热器之间的有效寄生电容。图 8 显示了 SW 节点电容（电场）耦合为主要 CM 传播路径时简化的 CM 噪声等效电路。
图 8：连有 LISN 的同步升压电路及其简化 CM 等效电路。
总结
对于电力电子工程师而言，了解各种电源级拓扑中 DM 和 CM 电流的相关传播路径（包括与高 dv/dt 和 di/dt 开关相关的电容（电场）和电感（磁场）耦合）非常重要。在 EMI 测试过程中，将 DM 和 CM 发射分开处理有助于对相关 EMI 源进行故障排除，从而简化 EMI 滤波器设计流程。
在即将发表的本系列文章第三部分中，将全面介绍影响转换器开关性能和 EMI 信号的电路元件寄生部分。
