自20世纪60年代以来。     集成电路   的发展一直遵循1965年     Intel   公司的创始人之一Gordon E．Moore预言的集成     电路   产业发展规律：即集成电路的集成度每3年增长4倍．特征尺寸每3年缩小2倍。目前集成电路特征尺寸的减小导致电源电压的降低，为了适应集成电路的发展需求，不断开发新的电路结构以适应在低电源电压下应用已成为唯一捷径。是集成电路设计领域的发展趋势。

本文提出了一种新的混频器结构——低压低功耗混频器。分别降低了跨导级、本振级与输出负载正常T作时所消耗的直流电压降．从而达到降低电源电压的目的。

1 低压低功耗混频器电路设计

大部分混频器基本上由3部分组成：跨导级、本振级与输出负载级，为了使电路能够正常工作，我们通常需要提供合适的电源电压给各级品体管提供静态偏置，通常所需最小电源电压应为各级     晶体管   正常T：作时的直流电压降之和。因此，降低各级     晶体   管上的直流电压降就可直接降低电源电压，实现低压低功耗混频器的设计。

1．1跨导级和本振级直流电压降的减小

低压低功耗混频器结构如图1所示。图中跨导管输出     电流   ：

将Vx代入（2）式，得：

可见．无尾电流源跨导级和本振级能实现本振信号和     射频   信号的线性相乘，完成混频功能。其中M5、M6管实现了本振信号和射频信号的隔离。但在这里，却成功的取消了M5、M6地管源极的偏置电流源。降低了跨导级的直流电压降。

图1 改进型无尾电流源型混频器

1．2输出负载级直流电压降的减小

混频器的输出负载通常有以下几种实现方式：LC调谐网络、多晶硅     电阻   、有源器件。电路在正常工作下，为了减小噪声对混频器后级中频电路的影响，需要混频器具有尽可能高的转换增益．是提高输出电阻是增大转换增益的有效途径。但是。大的输出电阻将会产生较大的直流电压降，如图2所示。这对下端采用     开关   器件电压工作的本振级，低的工作电压将导致器件的开关性能下降，使得混频器的性能随着电源电压的降低急剧下降。

图2带负载的无尾电流源混频器

为了避免负载上的直流电压降低制约电路性能，本设计采用了折叠级联输出负载网络，M9、M10作为电流源，开关管输出的电流经折叠M11、M12输出到负载电阻，如图3所示。

图3低压低功耗混频器

如果，合理选择M11、M12两管的尺寸，可以使A、B两点的     阻抗   非常低，并A、B两点的电压摆幅很小从而让电路中各节点的电压摆幅不会受到负载电阻的限制。

当不采用折叠输出的情况下．M13-M14两管输出的沟道热噪声决定整个混频器的热噪声性能。如采用折叠结构后，虽然增加了两个额外的噪声源（M15、M16），但是流过它们的电流很小，通常只需要：

其中Vin，inax表示混频器最大输入信号幅度。随着A、B两点的电压摆幅的减小．电流源M9、M10对混频器热噪声的影响迅速减弱。因此。尽管增加了两个额外的噪声源，但M15、M16两管引入的噪声与M9、M10管减小的噪声相比可以被忽略，所以整个混频器的噪声仍得到了改善。公式（4）也意味着M15、M16两管的输出阻抗可以很大，将会有更多的信号电流流向负载电阻。所以，在输出节点对线性度影响相同的情况下．改进后的混频器可以驱动更大的负载电阻，从而最终提高了混频器的转换增益。混频器的负反馈电阻工作在线性区的利用NMOS管M13、M14来实现，我们可以通过改变偏置电流源Ig     ai   n时可以得到不同的电压增益，从而实现增益可控制的目的。

2 电路的仿真与分析

为了验证我们设计的正确性，我们使用ADS进行仿真。本论文提出的混频器在TSMC 0．35μm CMOS工艺下仿真，电源电压为1．5V，射频频率为2．4GHz，本振信号频率为2．2GHz，输出中频信号频率为200MHz。

图4仿真结果

图4为混频器性能仿真电路，它们分别为转换增益仿真电路、ldB增益压缩仿真电路、单边带噪声仿真电路和混频器交调失真仿真电路。仿真结果表明，电路转换增益为-10.5 dB，噪声系数为20.648 dBm，1 dB压缩点为-5.764dBm，三阶输入交调点为4.807 dBm．达到了设计的目的。

3 结论

本文主要创新是基于TSMC 0.35 μm CMOS工艺，利用改变电路的结构原理．分别降低了跨导级、本振级与输出负载正常工作时所消耗的直流电压降，从而达到混频器低压低功耗应用的目的。

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